為提高通用變頻器的性能 ,克服其輸出電壓中豐富諧波影響設備的運行效率甚至造成設備和電纜損壞的不足 ,從通用變頻器的輸出諧波特性即諧波的分布特點以及 LC濾波器的幅頻特性出發(fā) ,提出應用 LC濾波器和通用變頻器設計變頻電源的工程設計方法. 首先根據(jù) L, C 參數(shù)的選擇原則確定 L, C 參數(shù)大致的取值 ,然后利用 Matlab 7. 0的 Sim ulink工具對系統(tǒng)進行仿真 ,得到最優(yōu)參數(shù) ,并實際設計 1臺基于 VACON通用變頻器的 30 kVA 變頻電源. 實驗結(jié)果驗證應用 LC濾波器和通用變頻設計變頻電源的可行性 ,證明該變頻電源工程設計方法的有效性和實用性.

引 言 隨著電力電子技術的進步 ,變頻技術得到很大發(fā)展 ,但是也產(chǎn)生一些問題. 首先 , GTO , BJT, IGB T 等先進的電力電子器件具有很小的輸出電壓上升時間 tr ,它們的使用使得變頻器的輸出電壓變化率 dv / d t很大. 在帶電機負載的應用中 ,這些急劇升降的脈沖導致電機內(nèi)電壓的不均勻分布 ,致使電機不能正常工作. 其次 , 在很多工程應用中 , 脈寬調(diào)制( Pulse W idth Modulation, PWM )變頻器與電機之間都離得較遠 ,需用相當長的電纜連接變頻器和電機. 由于長電纜的漏電感和耦合電容的作用 ,當變頻器電壓脈沖傳到電機端時會通過長電纜產(chǎn)生電壓反射 ,從而導致電機端過電壓 ,使電機絕緣損壞 ,電纜爆裂. [ 1, 2 ] PWM 變頻輸出還存在豐富的諧波. 為了解決上述問題 ,有效的方法是在 PWM 變頻器的輸出端加上二階 LC正弦波濾波器 ,將 PWM 波形濾成接近正弦的電壓波形 ,使輸出電壓的諧波總畸變率( To tal Harmonic D isto rtion, THD ) hTHD值低于 5%. 由于其結(jié)構簡單、可靠性高及容量大等特點 ,在變頻器輸出濾波器設計中是首選. 對通用變頻器的輸出利用 LC濾波器進行濾波及一定的控制 ,就能得到比較理想的變頻電源 ,其結(jié)構見圖 1.

圖 1 變頻電源的結(jié)構
本文分析通用變頻器的輸出諧波特性和 LC濾波器的幅頻特性 ,結(jié)合工程實際仿真并設計 1 臺基于通用變頻器的 30 kVA 變頻電源.0通用變頻器輸出諧波特性及其Simulink仿真

 

通常 ,通用變頻器的調(diào)制方式有正弦波脈寬調(diào)制方式 ( SPWM ) 和電壓空間矢量脈寬調(diào)制方式( SV PWM ). 當使用微控制器實現(xiàn) SPWM 調(diào)制時通常采用平均對稱規(guī)則采樣方法 ,,此時三相逆變器輸出線電壓的基波和諧波幅值[ 3 ]分別為 :

基波 3aEd

2

由以上通用變頻器的輸出電壓幅值特性可知 , 諧波主要分布在以載波頻率及其整數(shù)倍為中心的頻帶上.下面是對以上結(jié)論的 Sim ulink仿真. 仿真中變頻器采用 SPWM 調(diào)制 ,載波頻率為 3 600 Hz, 仿真結(jié)果見圖 2.

( a)

圖 2 變頻器輸出電壓的諧波特性由圖 2 ( b)可以直觀清楚地看出 ,諧波主要分布在 3 600 Hz及其整數(shù)倍的頻率范圍上. 用 SVPWM調(diào)制時 ,諧波的分布具有類似情況.

2 LC二階低通濾波器
這里的 LC低通濾波器也是 1種二階 RLC低通濾波器. 但在很多情況下 ,為使濾波器的損耗盡可能小 ,一般都將阻尼電阻去掉 ,見圖 1中虛線框 (LC濾波器 ) ,其單相等效電路見圖 3

圖 3 LC濾波器單相等效

利用 Matlab中連續(xù)系統(tǒng)頻率特性命令 bode( num, den, w)可得不同 L, C值時對應的幅頻特性(見圖 4)

圖 4 不同參數(shù)時 LC濾波器的幅頻特性由圖 4左下角的數(shù)據(jù)可知 ,此 LC濾波器的截止頻率在 6 000 rad /s左右 ,即 955 Hz左右. 與圖 4曲線對應的 L, C參數(shù)見表 1

表 1 與圖  4曲線對應的 L , C 參數(shù)值

 

曲線	L /mH	C /μF
1	1.  0	10
2	1.  2	25
3	2.  0	20

 

由圖 4 分析可知 ,這種二階 LC低通濾波器在截止頻率以上的范圍內(nèi)具有較高的幅值衰減 ,能達到濾除高頻諧波的目的. 通用變頻器的諧波分量主要分布在以載波頻率及其整數(shù)倍為中心的頻帶上 , 這些頻率一般都屬于高頻范圍 ,完全可以由 LC二階低通濾波器濾去. 故在基于通用變頻器的變頻電源設計中應用此種 LC二階低通濾波器是可行的.

為使濾波后的電壓接近正弦 ,濾波器的截止頻率較低 ,其值必須低于產(chǎn)生大量諧波成分的 PWM開關頻率 ,高于逆變器的輸出基波頻率. 這種拓撲結(jié)構的濾波器是 1種諧振電路 ,會產(chǎn)生電壓諧振現(xiàn)象.抑制諧振的方法通常是在濾波電容 C上串接阻尼電阻 Rf,但在此電阻上會產(chǎn)生很大損耗 ,因此設計中并未加入阻尼電阻 ,即 Rf = 0. 為避開諧振 ,只需使諧振頻率比基波頻率大很多 ,而不必采取諧振抑制措施[ 4 ],這也是 LC濾波器截止頻率選擇的原則之一.3 L, C參數(shù)的選擇為得到理想的電壓源 ,設計 LC濾波器選擇其截止頻率 ,從而消除變頻器輸出電壓中的大部分諧波 ,使其就是在負載變化或非線性負載時也不含有電壓畸變 ,其輸出阻抗必須保持在 0. 因此 ,在選定LC濾波器截止頻率的情況下 ,電容值應最大化而電感值應最小化. 但是 ,隨著電容的增大會增大無功功率 ,從而使電源額定值變大. 所以 ,電容值應有一定的限制 ,而隨著電容值的減小要相應地提高電感值.[ 5 ]下面介紹 L, C參數(shù)選擇的幾條具體原則.3. 1 電感 L 的選擇濾波電感 L的選擇首先要考慮基波在電感上的壓降不能超過一定的范圍 ,一般要求在 3% ～5% ;其次 ,電感值的選擇要使諧波電流的有效值在逆變器電流容量的 10% ～20% ,否則逆變器可能由于諧波電流過大而進入保護狀態(tài). 這是決定電感 L 選擇范圍的兩個條件.

 

3. 2 電容 C的選擇
在低頻即調(diào)制基波頻率范圍時 ,容抗大于感抗 ,此時電容是主要的限流元件. 電容值決定電容支路的基波電流 ,從而影響基波損耗. 選擇電容值時要使得空載時流經(jīng)電容支路的基波電流不超過逆變器電流輸出容量的 10%. 另外 ,電容電感值的選擇還要受到截止頻率的限制. 這兩個條件決定電容值的取值范圍.

3. 3 調(diào)制深度 a對參數(shù)選擇的影響由 3. 1節(jié)可知 ,電感 L 的最大值可根據(jù)基波在電感上 3% ～5%的壓降來確定 ,而其最小值則根據(jù)諧波電流的有效值在逆變器電流容量的 10% ～20%來確定. 最小值的確定要考慮到調(diào)制深度 a的影響 ,由 Simulink 7. 0仿真得到 ,同一電感值時諧波電流隨著調(diào)制深度 a的增大而增大 ,而同一調(diào)制深度時諧波電流隨著電感值的增大而減小. 本文在調(diào)制深度 a為 1的情況下選擇電感值 ,這樣當調(diào)制深度 a變小時仍能滿足要求.由 3. 2節(jié)可知 ,電容 C的上限值可以根據(jù)電容?支路的基波電流不超過逆變器電流輸出容量的10%來確定 ,即式中 : Ic 表示電容支路的基波電流 ; IN 表示逆變器的電流輸出容量 ;調(diào)制深度 a取不同值時電容 C的最大值不同 ,本文考慮取 a的最大值 1.

設計實現(xiàn) 1 臺基于 VACON 通用變頻器的30 kVA變頻電源 ,系統(tǒng)結(jié)構見圖 1. 系統(tǒng)的輸入?yún)?shù)為 380 V, 50 Hz,變壓器 T采用 320 /460 V ,Δ/ Y連接變壓器 ,要求的輸出參數(shù)是 440 V /60 Hz. 根據(jù)實際系統(tǒng)參數(shù)和要求 ,結(jié)合以上關于通用變頻器輸出諧波特性和 LC濾波器特性的分析以及 L, C 參數(shù)選擇的基本原則 ,并按照最大負載時的諧波要求 ,首先確定 L, C 的大致取值范圍分別在 1 mH和 20 μF左右;然后利用 Matlab 7. 0 的 Sim ulink工具對實際系統(tǒng)進行仿真 ,驗證所選參數(shù)的濾波效果;最后選擇最佳參數(shù)應用于實際變頻電源系統(tǒng).

3. 1 變頻電源的 S im ulink仿真

利用 Matlab  7. 0 的 Sim ulink 工具中的 S IM 2 POW ER工具箱對實際所設計的系統(tǒng)進行仿真 , 其系統(tǒng)結(jié)構見圖 5. 利用 POW ERGU I中的 FFT工具對仿真結(jié)果進行傅里葉分析 ,結(jié)果見圖 6和 7.

圖 5 變頻電源的 S im ulink仿真